TL431中基准补偿电路_新闻_

...输出式开关电源电路

赵世芳++蒲忠胜

摘要：在TL431双极性工艺的电路中，为了提高该器件输出基准电压的稳定性和精准性，在传统带隙基准电路的基础上，通过采用调节电阻值获得指数曲率、二阶非线性补偿方法和加权电阻修正网络对精度的补偿方法，对基准源进行温度补偿和精准度补偿。通过对电路模拟仿真，计算出调整后的温度系数为24.77 ppm/℃，然后对调整精度基准电路后的芯片进行实际参数测试试验。分析得出在精度为±0.5%的情况下，良品率达到96%。因此得出，该TL431中基准补偿电路能够获得低温度系数和高精度的设计指标。

关键词：带隙基准电路；温度补偿；误差源补偿； TL431

中图分类号： TN964?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）06?0140?03

0 引言

TL431是美国德洲仪器公司（Texas Instrument）开发的一个有良好热稳定性能的三端可调精密电压基准集成电路，它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5 V）～36 V范围内的任何值[1?2]。目前是市场上应用比较广泛的一种稳压器件。其内部有一个带隙基准源，它的温度稳定性和基准的精准度将会影响到整个器件的性能，因此具有一个高性能的基准源对整个器件性能的影响非常大。

1 温度补偿基准源

本电路中采用了一种比较精密的基准源（见图1），与传统的待隙基准电路[3?5]相比较，该电路增加了非线性的温度补偿，这里的非线性包括指数曲率补偿和二阶补偿。如图2所示，为电路带曲率补偿[6?7]的原理图。

如图2所示，电阻R3和R2具有相同的电压值，其电阻值比例关系为：R3∶R2=3∶1，通过这两个电阻的电流分别是I3，I2，且其大小比值为1∶3。电阻R1的电流是电阻R3和R2中流过的电流之和：I1=IR+I2 。

其电路基准源表达式：

根据KVL方程可以计算出电路中流过电阻R3的电流，又因为Ib=[Icβ]，其中β是晶体管的电流增益：

式中：M是电路中Q3和Q4的发射区的面积比，根据I3可以求出电流I1和I2，最后得出基准电压的表达式为：

在上式中，Vbe和β均是关于温度的变量[8]，其表达式如下：

式中：α，γ为与工艺相关但是与温度无关的常数；Vg0和Vbe硅的能隙电压和硅的基极发射极电压。将式（4），（5）带入式（1）中，得到基准电压关于温度的表达式：

式中：A，B是常数项；K1，K2可以由电阻调节得到，如上述公式，基准电压有3部分组成，常数项，一次项，非线性项，设线性项和非线性项分别为：

对于一次项，调节电阻R4，使得K2≈A，就可以得到补偿。从表达式（8）中，可以看到两条曲线的曲率一个为负，一个为正，这样就会得到一个正负温度的补偿，其中选择调节电阻R5，使得y2的曲率近似等于y1的曲率B，这样就可以得到非线性的温度补偿。下面图3是对修正后电路模拟仿真的到结果。

经典的TL431的温度系数为50 ppm/℃。而改进后的基准的温度系数只有24.77 ppm/℃，与其相比较，基本上降低了一半，所以说，这个电路更具有一定的使用价值。

2 误差补偿基准源

在带隙基准电路中，除了温度的影响外，还有许多因素会影响基准电压的精确性，例如：晶体管Q1，Q3的基极?发射极电压偏差、电阻R1/R4和R2/R4匹配误差、电阻自身偏差和晶体管Q3，Q4的匹配误差，这些误差源引起的基准误差表达式如下：晶体管Q1，Q3的基极?发射极电压偏差是晶体管自身在生产中存在的工艺缺陷，其大小为△Vbf =±24 mV[9]。在基准表达式（1）中，得出其引起的基准误差[10]为：

基准源是由晶体管Q3，Q4的匹配构成的，它们之间的失配是因为发射结面积失配，会引起晶体管的基极?发射极电压变化ΔVbe和集电极电流的变化ΔI，发射结面积失配比例误差δNPN=2%[9]，其引起的基准误差[10]为：

电阻自身偏差会引起电路中电压和电流发生变化，导致基准源产生误差，其中电阻自身偏差率δRA=20%[9]，其引起的基准误差[10]为：

电阻[R1R4]和[R2R4]匹配误差是由于在画电路版图时候，电阻之间失配引起的，其电阻匹配误差率是δRR=2%[9]，其引起的基准误差[10]为以上式（9）～（12）误差源引起的基准的均方误差值为±55.71 mV，这些误差不可以忽略不计，其误差源范围是111 mV。为了获得更加精确的基准，通过采用加权电阻修正网络对这些误差源进行补偿。其原理是电路在调整误差的时候，选择合适电阻段上的压降，熔断熔丝进行补偿。电阻段的选取是2进制加权[11]，即：R， [R2]，[R4]，[R8]，这样是用来均匀的分配微调范围，也扩大了微调范围，得到高精度调整。加权电阻值分别为：316 Ω， 158 Ω，78 Ω，39 Ω。从加权修调网络电路版图4中可以看出，其电路图如图1所示，因为减少了电阻的接触孔，实际电阻值增加了，所以这些电阻上有额外电压，其值分别为： 60 mV，30 mV，14 mV，7 mV。这些电阻上的所有额外电压的总和就是补偿电压trim范围。

在室温下，采用上述加权电阻网络对TL431器件进行测试，它的基准典型输出为2.495 V。对33 560个样品进行测试，未调整前，测试参数如图5所示，典型值为 2.405 V，最大值为2.510 V ，最小值为2.330 V。通过加权电阻修正网络，熔断适当的熔丝，对基准电压进行调整，得到参数见图6，典型值为2.495 V，精度指标为±0.5%条件下，即基准范围在2.483～2.507 V内有32 261个芯片，良品率达到96%。如果精度指标为

±0.2%，基准范围为2.490～2.450 V，良品率达到78%。

3 结语

本文主要是对TL431集成电路基准源部分进行温度补偿和误差源补偿，在温度补偿时，采用了曲率补偿方法，通过调节电路中的电阻部分将基准中源中的线性部分和非线性部分补偿分别补偿，通过仿真结果看到该基准的温度系数降低基本一半左右，满足温度稳定性指标。在误差源补偿中，通过计算各个误差源带入基准的误差，计算出调整的trim范围，采用加权电阻修正网络，对电路进行修调，通过实际参数修正结果可以得出，高精度指标为±0.5%的时候，器件的良品率达到96%，满足电路高精度指标。

参考文献

[1] BASSO Christophe. The TL431 in switch?mode power supplies loops： part I [J]. Electronic Design Application， 2009， 3： 99?102.

[2] Texas Instruments. TLV431 datasheet [R]. USA： Texas Instruments， 2000.

[3] GUNAWAN M， MEIJER C， FONDERIE J. A curvature?corrected low?voltage bandgap reference [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 1993， 28： 667?670.

[4] SONG B S， GRAY P R. A precision curvature?compensated CMOS bandgap reference [J]. IEEE Journal of Solid?state Circuits， 1983， 18（6）： 634?643.

[5] RINCON?MORA Gabriel Alfonso. Voltage references： from diodes to precision high?order bandgap circuits [M]. USA： Wiley & Sons， 2000.

[6] 徐勇，王志功，关宇，等.一种高精度带隙电压基准源改进设计[J].半导体学报，2006，27（12）：2209?2213.

[7] 郑儒富，俞永康.一种4 ppm/℃曲率补偿CMOS带隙基准源[J].微电子学，2007，37（1）：101?104.

[8] LEE I， KIM G， KIM W， et al. Exponential curvature?compensated BiCMOS bandgap references [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 1994， 29（11）： 1396?1403.

[9] GUPTA V， RINC?N?MORA G A. Predicting the effects of error sources in bandgap reference circuits and evaluating their design implications [J]. Circuits and Systems， 2002， 3： 575?578.

[10] GUPTA V， RINC?N?MORA G A. Predicting and designing for the impact of process variations and mismatch on the trim range and yield of bandgap reference [C]// Proceedings of Sixth International Symposium on Quality of Electronic Design. [S.l.]： ISQED， 2005： 503?508.

[11 [美]HASTINGS Alan.模拟电路版图艺术[M].王志功，译.北京：清华大学出版社，2007.